電源回路-2

図 1 の線は、最大許容管電流までしか伸びていません。Ghost アンプのピーク電流は 260mA であることがわかっているため、6X4 と 25Z5 は不要です。たるみを最小限に抑えたいとすでに決めていたので、5AR4 を使用することができました。ただし、これは大きくてかなり高価なチューブです。これは心に留めておきますが、もっと安くて小さいものがいいでしょう。3DG4 を使用することもできますが、これには非標準のヒーター電圧が必要になり、同じことが 35W4/35Z5GT にも当てはまります。次の候補は 6CA4 です。これは、多くのメーカーによってまだ生産されている小さなエンベロープ チューブです。データシートを簡単に確認すると、この真空管のピーク逆電圧は 1200v で、最大電流は 500mA であり、両方の値にかなりの余裕があることがわかります。このチューブは良い候補のようです。次に、それが他の評価であることを確認する必要があります。 更に、コンデンサ入力フィルタを選択したので、許容動作定格を確認する必要があります。下の図は、GE のデータシートから直接引用したものです。この真空管にコンデンサーまたはチョーク入力フィルターを使用することが許容される条件を示します。 この時点で、この最初のコンデンサを最大化しようとする誘惑がありますが、これは賢明でない決定になる可能性があります。最初のコンデンサが大きいほど、サイクル間の放電が少なくなります。これは良いことのように思えるかもしれませんが (たとえば、リップル電圧が減少します)、導通角 (コンデンサが再充電されるサイクルの部分) がはるかに短くなることを意味します。これにより、ピーク ダイオード電流が上昇し、真空管が損傷したり、不要な電圧降下や過度のトランス加熱が発生したりする可能性があります。ここでは、実際には小さいほど良いです。総リップルはより高くなる可能性がありますが、フィルタ設計で対処します。 整流器の計算 最初に行う必要があるのは、整流ダイオードのピーク抵抗と平均抵抗を推定することです。式 2 からピーク電流の推定値が既に得られているので、これを図 1 の電圧降下と共に使用して、ピーク ダイオード抵抗を計算できます。図 1 から、260mA での 6CA4 の場合、順方向電圧降下は 28v です (この情報はデータシートにも記載されています)。これにより、次のようにピーク ダイオード抵抗が得られます。 rp＝２８/２６０mA＝１０８Ω 「４」 真空管内部抵抗 943 年に Schade によってすでに達成された研究のいくつかに頼る必要があります。Schade は、平均ダイオード抵抗の値が、単純な乗法によってピーク ダイオード抵抗から (許容誤差範囲内で) 計算できることを発見しました。要素。したがって、Schade のソリューションに従うと、次のようになります。 rp’＝　１.１４rp ＝　　１.１４* １０８　＝　１２３Ω 「５」 平均ダイオード抵抗の値 次に、トランスの巻線抵抗を知る必要があります。 R secondaryはセクションあたりの二次巻線抵抗、 R primaryは一次巻線抵抗、 Nはセクションあたりの昇圧比です。 １次抵抗は、巻数比の２乗に比例します。 Rs = Rsec+N^2Rpri 「６」 最新の真空管電源トランスの場合、定格 150mA の 250v から 300v の典型的な二次巻線の抵抗は 50Ω のオーダーであり、一次巻線は 10Ω のオーダーである可能性があります。セクションごとに 250v RMS の二次電圧を仮定すると、電圧の昇圧比は次のようになります。 ここで　　　　N ＝　２５０V / １２０V ＝２.０８ 　　　Rs ＝　５０＋　（２.０８）＾２X １０＝５０＋　４３.２６４＝９３

電源回路

各チャンネルには、アイドル電流が５９mAピーク出力時には６５mA（２５０、６５mA*2=１３０mA 必要になります。 アンプに適した整流管を選択するには。全波整流器の平均プレート電流は、全負荷電流のちょうど半分です。整流器の半分になります。（整流管のアノード） EL ２５０V I L １３０mA 2ch Vin １２０V f ６０Hz Ipdc＝IL/2 ＝１３０/ ２＝６５mA 「 １」 で２５０V 入力コンデンサは半サイクルごとに部分的にしか放電しないため、サイクル間でコンデンサが放電する電圧をプレート電圧が超える場合、ダイオードは次のサイクルのその部分でのみ導通できます。 これは、コンデンサの充電電流が平均プレート電流よりも大幅に大きくなければならないことを意味します。ここで、仮定を立てます。真空管整流器の典型的な性能に基づいて、プレートあたりの実効ピーク充電電流は平均電流の 4 倍であると仮定します。ピークプレート電流はより複雑です。 Ipmax＝4Ip = 4 * ６５mA＝２６０mA 「２」 これより整流管の選択をします。決定を下すには、チューブのデータシートを確認し、最大定格と電圧降下を調べ、ある程度の判断と経験を適用する必要があります。 最大プレート電流の推定値はすでにあります。しかし、ダイオードのピーク逆電圧はどうでしょうか。　　つまり、全負荷の時は逆耐圧に状態にあります。 整流器のピーク逆電圧は、負荷電圧にセンター タップされた 2 次側の半分からのピーク AC 電圧を加えたものになるように、仮定することをお勧めします。2 次電圧はまだわからないので、その RMS 値はV Lと同じであると推定します。これは、ピーク逆ダイオード電圧が次のようになることを意味します。 　 　Eo+√２Eo＝　２.４１＊２５０V=６０３V 「３」 ここで整流器の電圧降下が重要になる、アンプがアイドルの時には、１表になり フルパワーに近くなると、引き込みの影響でサグが出ます。この影響は、シングルでは少ないですが、AB B クラスになると大きくなります、これの影響をできるだけ、小さくするのが、忠実度の高い、アンプにすることができます。しかし、たるみを最小限に抑えることが常に最良の設計選択であるとは限らないこともあるので、注意が必要です。時には、独特の歪みと音質を生み出すます。これは一般的には当てはまらないため、Ghost アンプの場合、サグを可能 な限り制限したいと考えています。サグを可能 な限り制限したい。 真空管にどのくらいのサグがあるかを使用真空管から、予想が必要になります。  5Y3 など) は、特定の電流に対して最大の電圧降下を示し、電流が増加するにつれて電圧が最も低下または変化します。ラインが浅いチューブ (5AR4/GZ34 など) は、特定の電流に対する電圧降下が最も低く、電流が増加するにつれてサグが最も少なくなります。しかし、どのように選択するかという問題は残ります。

過渡混変調。TIM 歪みとは？

大量の負帰還をかけ、スペック改善をめざし、６０W クラスのアンプを開発しようとしたところで、多分そのアンプはいい音がしないと、オタラ氏がいったが、そのプロジェクトの途中で、以外といい音がした。よくよく調べたら、回路の間違いで、思いの外、負帰還が少ないことがわかった。修正して、特性を測ったら、予想の通り、特性は前回よりも良くなったのだが、音質は、下がってしまった。というのである、 思考の結果、幅の狭いピーク信号は、スピードが早く負帰還が戻る前に増幅回路を通過しているのではないか？サイン波と違い、パルス波は、次の信号はないので、負帰還では救われないということを発見、負帰還信号による混ん変調を避けるには、期間量を減らすことしか手立てがない、ということになったようだ。このように別の信号に変換される歪みを、言う。

Valve ampulifier Dstortion

歪みの定義 アンプについて語るときに「歪み」という言葉をあからさまに使うことがありますが、実際には2つの異なるタイプの歪みがあります。 線形歪みは振幅によって変化しません。 線形歪みを生成するデバイスの伝達特性を考慮すると、これは直線です。したがって、線形歪みという用語が使用されます 線形歪みを引き起こすデバイスは波形の形状を変化させますが、デバイスの出力には追加の周波数があります。 線形歪みは通常、周波数応答に対する振幅の誤差を引き起こします。これは通常、評価される方法です。 しかし、周波数が到着する時間を歪ませることによって、周波数応答に対する振幅を変更することなく、波形の形状を変更することは完全に可能です。 理想的なデバイスの線形位相という用語が使用されます。 当然のことながら、非線形歪みの伝達特性は直線ではなく、非線形歪みを引き起こすデバイスは、入力には存在しなかった周波数を出力に持っています 測定結果を、どう理解するのかが大切、非直線ひずみが少ないアンプからは、no-2のひずみ発生は少ないはずです、しかし、このひずみは一般的に、心地よさを、作り出すと、言われています。また、伝送路の整合により、反射ひずみが少なくなったアンプからは、等価的にno-2の歪みが目立つ様に、なります。その結果心地いい音に近ずいた様な錯覚になる。 これが私の狙いどころです。・・・これは、直線性ひずみはある程度、存在した方が良いということでしょう。 さらに、このことは、ノイズに邪魔をされないという条件がついてきます、ノイズは、電源トランスをスルーしてくる成分と、トランスが整流回路と直結しているために、ピーク平均電流による、ノイズの混入、これはB+にも混入しますし、ヒーターの回路にも混入しますので、電源ラインに存在する。これらの、ノイズの存在は、再生音の濁りとなって、聞こえてきますので厄介です。　特に現代の電源事情では、ノイズとの戦いとも言われそうです。 この雑味のような、ノイズは、音楽最盛期には大敵。なぜかといえば、明瞭さも損なうからです、バンド幅を、拡張すれば、対数的な勢いで増加は想像できるでしょう。 単位測定値を観て、少ないからと、満足しているでは、大変な測定労力を、無駄のすることにもなります。 また、no-3の高調波、俗にいう、奇数時の高調波の存在は微小でも、入力信号を、変形してしまうほどの、威力がありますので、要注意です、極力、見かけ上でも、負帰還などで、少なくしなければなりません。特に、３、５、には注意が必要。

オーディオ用電源トランスのZsとは？

ブリッジ整流 　整流とはAC 電流を一方向に向ける方法です。

いつでも、2個のダイオードが導通している、しかし、別の二つはoffしています。　無負荷の場合 Vdcは√２＊Vrms コンデンサーは、充電されますが、重負荷の時には、おおよそ、　　　　　　　　　　　　　Vdc＝(１.０５〜１.１５)Vrms に低下します。負荷が増加すると、トランスのVrms も低下します。国産のトランスの多くは変動率重視のものが多いので、５％〜１６％の出力を、得られると推定できます。例えば、Vrms＝３００/０.2A のトランスだとすると、３１５Vac〜３４５Vacの範囲で発電できることが推測できます。これによりVdc=√２＊３１５＝４４１Vdc〜√２＊３４５＝４８３Vdcが得られるはずです。ただし、完全負荷がかかるとAC電圧が３００Vまで低下しますので、おおよそ、１.３＊３００Vrms＝３９０Vdcさらにダイオードの電圧降下分２Vをマイナスした３８８V近くになる可能性があります。 ここでダイオードの定格は。 １N4007で見てみると　ピーク逆電圧（VrrM,またはPIV）１０００/√２=714Vrms となります。しかし電源電圧（主電源）の変動を考慮すれば、１０％の余裕を見る必要が有ります。714＊0.9=643V また負荷変動で軽くなった時を考慮すれば、１０％　さらに１０％のダウンが必要になる。　643＊0.9=580V iより低い電圧で使用しなければなりません。よって　　AC２９０ー０ー２９０　での使用を超えてはいけません。 ハイブリッド整流の時や、ダイオード整流の時、重い負荷では、整流管の内部抵抗で、整流器の電圧が大幅に下がります。おおまかには、変圧器電圧の１〜１.２倍程度に、見れば良いようです。

ハンダによる音の違い

ハンダをいろいろ試したが,ちがいがあることがわかりました。大まかにけば昔の半田は、音が何となく澄む感じになりますようで。此れに大枚の金額をついやするいみがあるのかにはぎもんがのこる。細かい音が再現できるようになるとかではない多くの半田からは、それはきたいできない。同じメーカーのハンダであっても製造時期で大きなちがいがでるようです、そうはいっても、製造時期のとくていはむずかしい。さらに音が良くなるかといえば、それは期待できそうにはないようだ。此の音のバランスの変化を楽しむのなら、よいにしても、音楽表現まで変わってしまう怖さもある、使うとすればアンプに合わせての使用しか、なさそうだと思った。

電源インピーダンスと、負荷インピーダンスの整合は、明瞭度に、影響か？

電源インピーダンスはトランスのDCRと　整流素子の内部抵抗と入力コンデンサーの容量で、決まるマッチングその値 が微妙に影響するのがアンプの仕上がりには、決定的違いが出るようです、 トランスまきには素人ながら、電源トランスを作ることの、想像以上の忍耐力が必要なのは、多くの人は知らない。上部だけの理論で固めたアンプでは、私の好みに合わないことはよく経験します。理論はもっと深く掘らないと、本物に、近ずくことができないようです。＊＊＊＊続きはあとで追記します。＊＊＊